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Entra de izquierda a derecha Figura 8:
- Las salidas diferenciales FDA impulsan el filtro con un voltaje de CC de modo común de salida que optimiza el SFDR del FDA seleccionado (aquí, por ejemplo, 1,65 V).
- El primer pequeño 40,2-Ω Las resistencias aíslan las salidas FDA de la carga reactiva de los elementos LC. También introducen una pequeña pérdida de inserción en el filtro hasta la Rcarga diferencial final (−2,45 dB aquí).
- Para aislar configuraciones de voltaje de modo común del FDA al ADC, Serie 1-µLas tapas de bloqueo F se utilizan en la ruta de la señal. Esto está bien para las mediciones aquí, pero con un poco más de esfuerzo la interfaz también podría conectarse a los pines de entrada del ADC de manera acoplada a CC.
- El diferencial C, la serie Ls y todo el diferencial final C forman el filtro de tercer orden. Este ADC especificó un valor de 300 Ω|| Entrada diferencial Z de 9 pF, donde se agrega un Ctune de sintonización externo para ajustar con precisión la planitud del filtro en esta simulación (también se utiliza para ajustar con precisión la planitud de respuesta medida en el EVM final).octavo).
- El diseño del filtro requirió un R final de un solo extremo de 122 Ω. Con la mitad de los 300 internos del ADC Ω Como parte de esto, el unilateral externo tenía que ser de 662 rupias. Ω. La interfaz de ruta de detección se somete a una conversión diferencial a balun de un solo extremo (aquí usando los minicircuitos ADT1-1WT) a una terminación final de medidor de 50 Ω. Esto se refleja en el lado de entrada del balun como 25 Ω en cada lado, paralelo a los 26,7 Ω físicos. Estos suman 12,9 Ω, lo que da un total de 12,9 Ω + 649 Ω = 662 Ω, según lo requiere el diseño del filtro.
- El flujo de diseño real para estas dos resistencias apunta a una resistencia de entrada total, incluidos los 25 Ω reflejados del probador, y establece una impedancia de fuente (26,7 Ω||649 Ω), que, mirando hacia atrás desde la coincidencia primaria del balun, es de 25 Ω para cada lado en las entradas del balun (50 Ω en total).
- Dado que hay tapas de bloqueo en la ruta de la señal, el voltaje de entrada Vcm del ADC requerido se puede inyectar en la unión de las dos resistencias de 26,7 Ω (aquí 0,95 Vcm).
La respuesta de frecuencia a las entradas ADC muestra aprox. ±Planitud de 0,3 dB en 100 MHz (sintonizado con Ctune externo), mientras que la ruta de lectura en la salida del balun tiene una forma muy similar con una atenuación significativa. Esta pérdida de ruta de medición es adecuada para mediciones de respuesta o distorsión armónica. Para rangos de frecuencia más bajos utilice el ADT1-6T.
Este enfoque se puede adaptar a otros requisitos de diseño, siendo el único requisito una resistencia diferencial relativamente grande en las entradas del ADC, dividida en esta estructura de ruta de lectura de diferencial a un solo extremo. La referencia 8 muestra los resultados de las mediciones con este circuito y muestra que el rendimiento de distorsión de la Transformada Rápida de Fourier (FFT) es ligeramente mejor que las especificaciones puras de ADC.
Una vez que tengamos la versión de un solo extremo del voltaje de entrada del ADC disponible en la salida del balun, se pueden usar varios métodos para medir la distorsión armónica. Una simple medición con un analizador de espectro equivale a aprox. −niveles de 90 dBc, mientras que los enfoques de rechazo de fuente caen a niveles por debajo de 90 dBc −110 dBc.9
Las FDA más antiguas luchan con las señales de fondo de CM en ambas entradas. Una solución más nueva agrega un circuito de control CM de entrada además del diseño clásico de FDA.
Uno de los problemas más interesantes que surgen ocasionalmente es la implementación de una etapa de transimpedancia diferencial en lugar de una FDA cuando esta última parece aplicable. Lo que a menudo hace que esto sea aún más problemático es que las dos fuentes de corriente tienen una corriente CM grande y variable además de la señal diferencial.
Cuando esta corriente CM es constante, a veces la desviamos a un suministro en los terminales sumadores de entrada con resistencias fijas. Por supuesto, esto aumenta la ganancia de ruido de CC e introduce el ruido en el suministro de referencia. Y no funciona si esta corriente CM varía con el tiempo.
La solución obvia, pero aún no disponible, es agregar un servobucle de entrada que sume corrientes CM iguales en los nodos de entrada para mantener un voltaje CM de «entrada» establecido externamente. El nuevo THS4567 (lanzado en diciembre de 2020) comienza con una estructura FDA central de 220 MHz descompensada en GBP relativamente rápida y luego agrega este servobucle de entrada para absorber las condiciones actuales de la fuente CM.
Dado que está destinado a aplicaciones de transimpedancia diferencial de diodos detectores, el FDA descompensado es más adecuado para esta aplicación donde la primera tarea en cualquier diseño es ajustar la retroalimentación Cf a la respuesta de frecuencia deseada, generalmente Butterworth. Una solución simple para compensar un diseño de transimpedancia por la retroalimentación requerida Cf para lograr un Butterworth en circuito cerrado es la siguiente:10
Primero, encuentre la ganancia de ruido cero aproximada cuando la retroalimentación Cf sale de esta ecuación para Z1, donde Cs es la capacitancia total en cada pin de entrada:
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